多通道熱電阻測量若干問題

摘要:在長線傳輸的熱電阻測量過程中，長線傳輸帶來的附加誤差和電路工作環境變化帶來的附加誤差遠遠超過了多通道熱電阻本身的誤差。提出一種基于四線制電阻信號傳輸的自校正電阻測量法，解決了長線傳輸及電路工作環境變化帶來的附加誤差。自校正電阻測量法是通過比較三組測量信號的相對大小求得待測電阻值，從而能保證在較惡劣的外界環境下取得較高精度的測量結果。系統中設計的數字濾波功能，能有效地抑制高頻干擾和工頻干擾。該方法已在中微子探測器穩定性監控中得到了實際應用，效果較好。
       多點溫度測量系統能對多點的溫度進行實時巡檢，各檢測單元能獨立完成各自功能，同時能夠根據主控機的指令對溫度進行定時采集。在自行設計的中微子探測器穩定性監控中，要求溫度監測點6個，測量范圍:0℃~+50℃，分辨力:±0.1℃，精度:±0.2℃。通過傳感器的比較，采用精度高、穩定性好、回差和重復性誤差都很小的Pt100鉑電阻傳感器為測溫元件"，若達到0.1℃的溫度分辨力、0.2℃的精度，電阻測量的分辨力需小于0.025Ω、精度小于0.05Ω。
       在傳感器安裝過程中，需要配置最長達60m的引線，引線電阻及引線長度帶米的附加誤差遠遠超過了給定精度的要求。同時測量電路工作環境的溫度也在發生變化，測量時電路漂移的影響尤為突出。要達到上.述測量指標，必須解決引線長度的離散性及電路漂移帶來的誤差。本文提出了一種基于四線制電阻信號傳輸的自校正電阻測量法，能有效地克服引線長度及電路漂移帶來的影響，取得了較好的測量效果。系統中設計的數字濾波器，能有效地抑制高頻干擾和工頻干擾。
1測量誤差來源分析
       測量系統中存在著熱電阻長線傳輸的附加誤差、漂移、高頻干擾和工頻干擾等誤差來源。
1.1引線
      測量系統中熱電阻的傳輸線每米電阻為0.06Ω，雙線電阻為0.122Ω。該系統中測量元件(熱電阻)與測量電路連線較長，該系統需要配置最長達60m的引線，系統中鉑電阻每變化1C時的電阻變化約為0.398Ω左右:引線每變化1m,會帶來0.3℃的測量誤差，所以必須消除引線電阻帶來的誤差。
1.2測量誤差來源漂移
       系統要求測量裝置具有很高的環境適應性，其測量電路的漂移就顯得尤為突出。系統要求，溫度分辨力為0.1℃，對應Pt100的阻值變化約為0.04Ω。取恒流源為0.5mA(此值必須適中，過大則電阻的自發熱不能忽略:過小則電阻上電壓信號小，影響輸出的信噪比)，該電流在0.049的壓降為0.02mV。
       假設環境等因素引起的恒流源的變化為△I,對應Pt100上的電壓變化△V=R△I≈100△I(Pt100的電阻按0℃時的中間值100Ω估算)。為保證系統的精度要求，在整個使用環境條件下，必須有△I<△V/R=0.0004mA，即恒流源的變化必須滿足△I<0.4μA。顯然這個要求是相當苛刻的。
事實上，測量誤差還必須考慮其它環節的影響。如測溫元件的長引線電阻叫變化對恒流源的影響;放大及信號調理電路中，運算放大器的失調電壓、放大倍數以及零點電壓的漂移;后級的AD轉換器的漂移等以及電源電壓的變化等。
1.3高頻干擾和工頻干擾
       長線傳輸不可避免地會引入高頻干擾和工頻千擾，測量系統的電源由市電電網供電，工頻干擾尤為嚴重。
2自校正電阻測量電路的設計與實現
2.1四線制接線的自校正電阻測量法原理
        圖l所示采用四線制接線的自校正電阻測量電路。R1、R2為標準電阻，R;~Rs為6個待測熱電阻，恒流源同時向8個串聯的電阻供電。熱電阻Rr~Rs電流源走兩條線，回饋的電壓信號走另兩條線，因為電壓回饋線中無電流(后級的輸入阻抗遠大于帶測電阻)，因此電壓回饋線引線沒有壓降，輸入的電壓信號只在熱電阻兩端產生電壓，消除了引線電阻造成的影響。在電路漂移存在的情況下，利用其變化緩慢的特點，通過對三個電阻的三個測量值的比較，可抵消漂移的影響。

2.2四線制接線的自校正電阻測法的實現
       圖1中，恒流源同時向8個串聯的電阻供電，電路中8個電阻(R1、R2,R3~Rs)上的信號電壓通過模擬開關的切換，分時送給同一-個放大調理電路，信號處理后輸送至A/D轉換器及微控制器。假設對應于R1、R2通路輸出的A/D結果為Do1、Do2,R3~Rs6個待測熱電阻通路輸出的A/D結果分別為Do,~Dos,為書寫方便，簡記為Dw,則有:

       K1、K2、Kt,分別為從電阻加載電流源變為電壓信號、經調理電路至A/D轉換結果中的比例系數;Dif、D2f、Dtf分別為經調理電路至A/D轉換器中的零點漂移。
       信號傳遞通道中的模擬開關，因為其后續部分為輸入阻抗非常大的儀表放大器，因而開關上幾乎沒有電流只傳遞電壓信號，經過每個電阻(R1、R2,R3~Rs)的電流相等，且其導通電阻本身及其不均勻性的影響都可忽略;每個電阻(R1、R2，Rs~Rn)經模擬開關后的后續電路是同一個電路，而后續電路的參數及電流源的大小在短時間(秒級)內是不變的，即:K1=K2=Ki;Dtf=D2/=Dtf;由測得的A/D值D01、D02、Dot可解出:

       顯然，R只取決于測量結果的相對值，漂移對測量的影響被抵消了。可見，此方法對整個電路的漂移都具有實時的自校正功能。與其它具有溫度補償功能的測量方案“")相比，它不需要測量儀器的環境溫度，也無須進行復雜的軟件計算，且電路簡單、調試方便，因而更具實用性。
2.3自校正電阻測量i法計算公式
       圖1中的R、R2采用精度為±0.01%、溫度系數為±2ppm的標準電阻，即使工作環境溫度有±30℃的變化，相應阻值變化也僅有0.006%，可忽略不計。其他模擬電路中均選取常規元器件:8X2模擬開關選用ADG507;AD轉換器選用16位帶數字濾波功能的AD7715(非線性誤差為0.0015%);微控制器(單片機)選用P89LPC935。按照公式:

        在程序計算中，熱電阻計算至0.001Ω，公式中前半部分具體計算公式為:20000X(Do-Do)，再除以(Do2-Do)，公式中后半部按100000處理，這樣就保證了計算精度。
2.4A/D轉換器與單片機的接口
        AD7715與單片機P89LPC925的接口方式如圖2所示。

       P89LPC935具有硬件SPI控制器部件。AD7715支持SPI數據通信方式，因此可以直接和P89LPC93S的SPI控制器連接。AD7715每次數據轉換完成后，都會將DRDY信號拉低，告示數據轉換完成，等待被讀取。DRDY與P89LPC935的P1.2相連，可以通過查詢P1.2的狀態來判斷是否可以讀取數據。
2.5數字濾波功能的實現
        AD7715具有數字濾波功能，可以實現低通和陷波濾波功能。AD7715的低通和陷波頻率是和轉換速率相關聯的，如果設定其轉換速率為50Hz,低通濾波的高頻截止頻率為fn=15.72Hz(-3dB),同時對50Hz及其倍頻均有陷波功能，陷波深度為180dB以上，這樣就對工頻干擾信號具有很強的抑制作用。圖3為AD7715數字濾波頻率響應示意圖。

       AD7715還采用了其它濾波措施，如模擬電路中的低通濾波、中位值濾波法等。中位值濾波法的實現方法為:當采集的電阻值個數不夠4個時，最終結果為當前值;當采集值超過4個時，以最新的4個值為樣本，去掉一個最大值和最小值，中間兩個值求平均為最終結果。這種方法有效減少了偶然誤差，同時增加了測量值的正確率。.
3數據處理及測量誤差分析
3.1熱電阻測量誤差分析
       根據公式:

3.2兩種測量方法的測量誤差比較
       先在室溫(25℃)下用標準電阻替代待測電阻(Pt100)對電路進行校準，然后用直接測量法和自校正電阻測量法進行測量比較。先將測量電路部分放在恒溫箱內，采用直接測量法，直接讀取每--路的A/D轉換值。恒溫箱溫度從25℃~50℃變化，讀出其A/D轉換值，結果表明，漂移很大，折合電阻值變化最大為0.52.再將測量電路部分放在恒溫箱內，恒溫箱溫度從25℃~50℃變化，采用自校正電阻測量法進行計算，讀出的電阻值如表1所示，最大誤差小于0.022(表中的數據選取的是6路中誤差最大的一路)。

       實驗數據表明，直接測量法受環境影響很大，其測算出的數據誤差很大，不能滿足精度要求;而同樣的核心電路，經過三電阻法的自校正處理，測量結果受環境影響的程度得到很大修正，可滿足系統測溫的要求。
4結束語
       在我們自行設計的測溫系統中，采用四線制連接，測量電路采用基于自校正思想的自校正6路電阻測量電路。在對測量數據的處理上，采用分段線性化的方法解決Pt100的非線性問題'"，同時配合數值濾波等軟件處理。整個系統滿足分辨力為±0.1℃、精度為±0.2℃的設計要求。該測溫系統在中微子探測器穩定性監控中得到了實際應用。結果表明，系統工作穩定可靠，完全滿足設計要求。